基于差分信號調理芯片JHM1101的變送電路設計

JHM1101 Based Signal Conditioning Circuit Design

劉海軍（北京久好電子科技有限公司 100085）

摘要：本文設計了一款高性價比、高穩定性的4～20mA輸出變送電路，主芯片采用國產差分信號調理芯片JHM1101，外部使用單運放搭建V/I電路，使整個電路的元器件應用具有極高的靈活性。搭配數字校準板及上位機軟件，就可以實現單路及批量的溫度補償和校準。本電路已經廣泛應用于液壓、氣壓等壓力傳感器的測量并取得很好效果。

關鍵字：壓力變送器；信號調理芯片、放大器、儀表、Sensor

0 引言：

JHM1101是一款針對差分電阻橋式或半橋式傳感器信號設計的高精度模數轉換器，可通過單線接口提供數字或模擬的測量輸出信號，為傳感器提供便捷、準確的測量結果。該芯片提供模擬和數字型輸出方式，比如rail-to-rail輸出，0~1V輸出，數字信號輸出、PWM輸出。在工業類應用中，4~20mA型的電流是最常用的輸出方式，對此本文描述了應用JHM1101實現此電流輸出的方法及參考設計。

1 電路結構設計：

基于JHM1101的4～20mA輸出變送電路如圖1所示，其中U2就是JHM1101芯片，直接與傳感器（Sensor）連接。在保證SENSOR、U1、U2總工作電流不超過3.5mA的前提下，通過這個V/I電路可以實現將電壓型校準輸出轉變成4~20mA的電流型輸出。為了將輸出電流控制得比較小，電阻RDD和ROUT的阻值需要是10:1的比例關系，并且RDD的阻值應該在MΩ級別。U1建議選用5V低功耗rail-to-rail型的儀表放大器，如OPA337。穩壓二極管ZD2在VDD端提供電壓保護。Q2是一個N溝道的JFET管，用于將電源電壓穩定到5V，型號建議選擇MMBF4393。Q1是NPN型的三極管，選型時需要考慮它承受的耐壓值與功率，建議選擇BCX56。

圖1 基于JHM1101的4～20mA輸出變送基本電路

依圖1的電流輸出與JHM1101的電壓的關系式I_CL=f(V_OUT)如式1。

       其中定義

這樣輸出電流就可以表示為：

圖1中各個電阻值為RSENS=50Ω，RDD=1.2MΩ，ROUT=120KΩ，RBACK=24KΩ，芯片的供電電壓VDD=5V，那么Gain=0.2mA，Offset=2mA。也就是說輸出電流與電壓構成的關系式如下：

當期望的電流輸出范圍是4~20mA時，那么根據上式，可計算出范圍為10%~90%。

由于此電路采用了后端電流溫度補償方法，所以RE、RSENS、ROUT、RBACK、RDD阻值精度在1%以內，溫漂在100PPM以內就可以了。在更高的精度及溫漂要求下，可以提高這幾個元件的精度。

2 濾波網絡設計

為確保輸入信號盡可能沒有噪聲，在傳感器輸出與JHM1101輸入引腳間放置一個低通濾波網絡，如圖2所示。

圖2 低通濾波網絡原理圖

此輸入濾波器同時具有共模組件和差模組件。由于傳感器電壓信號是一個直流信號，為減弱任何可能出現的交流噪聲，這個低通濾波器的截止頻率可以設置為一個非常低的值。

此濾波器的截止頻率公式定義：

R6=R7；R0=R6+ RB；C5=C7；C6=10*C5

將此差模濾波器的截止頻率設定為fC_DIFF=40HZ可以有效地消減全部差模交流噪聲。共模濾波器的截止頻率應至少設定為十倍頻，以避免將共模噪聲（如50HZ噪聲）轉換為JHM1101差分輸入信號。這里假設使用陶瓷芯體，其橋阻一般為10 KΩ左右，這里RB取值為10KΩ。根據所需要的差模濾波器截止頻率，只須v計算出R6和C5的數值，因為C6共模濾波電容為C5的十倍。

在這里C5取一個電容器的常用值10nF，通過下面的公式算出R6的數值：

將C5=10nF和fC_DIFF=23HZ代入上面公式，得出R6的理想值為：

R0=18.94KΩ

R6= R7= R0- RB=8.94KΩ

通過這個理想值，選擇10KΩ這個常用電阻作為標準值，使用R6=10KΩ和C5=10nF濾波器的最終截止頻率為：

fC_DIFF=37.89HZ

fC_CM=1591HZ

在大多數應用時，低通濾波截止頻率不需要十分精確。所以C5、C6、C7電容值達到10%的精度，R6、R7電阻值達到1%的精度就可以了。在要求很高精度的應用中，比如需要更精確的低通濾波截止頻率，可以提高這幾個元件的精度。

3 外部保護電路

為了確保模塊在操作人員的誤操作和極端惡劣的環境下不損壞，在模塊的電流出入端增加了外部的保護電路，如圖3所示。

圖3 外部的保護電路

兩個高壓低容量電容C1、C2提供一個高頻干擾對大地的通道，還可抑制分布電容的影響。兩個磁珠F1、F2在臨界交流頻率時，呈高阻抗，并且提供一個低直流電阻。C1、C2、F1、F2相互配合，可提供EMI的保護。

一個肖特基二極管D1和一個雙向TVS二極管提供ESD、EFT和浪涌保護。BAS170WS保證在電源連接極性相反時，不會有電流經過電流環路。這個肖特基二極管針對電壓在70V以內的極性保護。這個模塊電流環路設計的最高電壓是30V，所以ZD1選用一個擊穿電壓稍高于30V的雙向TVS管。選擇ZD1時還需注意，它的漏電電流不應超過5uA，否則會對電流的輸出結果產生影響。

電路的入口處的電容C3為去耦電容，這個電容可以保證在長線的感性負載下，電路不震蕩。

電容C1、C2 需要有一個高耐壓值和小電容值，這里選擇耐壓值為1KV，電容量為10nF的貼片電容。磁珠F1、F2需要有一個在高頻時的較高電阻和直流的低阻值，這里選擇MMZ1608Y152B磁珠。TVS二極管ZD1需要選擇擊穿電壓稍高于30V,又能經受大電流瞬間沖擊，和1nS以內響應速度，這里選擇SMBJ30CA。C3的選擇主要考慮耐壓值及電容值，這里選擇耐壓值50V，電容值為100nF的貼片電容。

4 電路校準原理

實際電路電阻的阻值總是存在著誤差，因此第2節中的電流與電壓的關系式就構成如下關系式：

為實現更高精度，在校準過程中需要增加一個校準電路步驟，其目的是要計算出上式中的ΔGain，ΔOffset，進而計算出實際電壓輸出值。校準步驟如下：

第一、   由第二節中的公式，根據電流輸出，計算出2個理論的電壓輸出百分比值；

第二、   控制JHM1101的DAC輸出，使之輸出相應的百分比對應電壓；

第三、   采集對應的兩個電路電源端實際電流；

第四、   計算出ΔGain，ΔOffset；

第五、   將計算出的ΔGain，ΔOffset代入公式，計算出電流輸出實際應該對應的電壓輸出；

第六、   將實際電壓輸出百分比作為電橋輸出期望值，再進行傳感器的校準操作。

5 電流溫度補償原理

在實驗過程中，即使RSENS、ROUT、RBACK、RDD這四個電阻精度達到0.1%，溫度系數達到10PPM以內，使用普通前端補償方法校準出的電流輸出信號依然溫漂很大。這是因為電流輸出的溫度漂移和RSENS、ROUT、RBACK、RDD的溫度系數及JHM1101內部R_trim的校準精度都有關系，使得難以補償出全溫區溫漂達到0.5%以內的變送器，現在使用電流溫度補償方法可以很好地解決這種問題。

電流溫度補償方法比較簡單分成以下四步實現：

第一、      在常溫下，校準出4～20mA信號，得到Gain_B和Offset_B兩個參數。

第二、      將4～20mA的電流信號變換成百分比數據。

第三、      采集低溫和高溫的電流信號，并變換成百分比數據。

第四、      通過校準算法計算出TC_g、TC_o、SOT等參數，完成溫度甚至二階補償。

6 PCB電路板設計

這個設計可以采用圓形雙層PCB，直徑為20mm，如圖4所示。這個尺寸的PCB在變送器設計中很常見，稍加改動就可以輕松實現實際應用。由于PCB尺寸較小所以元件的放置就比較緊密，JHM1101由于可能使用內部溫度傳感器所以和測溫二極管及低通濾波元件放置于底層，也就是最靠近Sensor的位置。V/I轉換及外部保護元件則放置于頂層。PCB板實物如圖5所示。

圖 5 PCB板實物

為了防止浪涌帶來的電磁干擾，接地電容C1、C2和ZD1貼近電流出入口P2放置。Sensor信號到低通濾波器和JHM1101輸入腳的走線盡量做到最短，避免模擬信號的連線引入噪聲。調試口連線需遠離模擬信號，防止串擾。去耦電容C4、C8放置在非常靠近相關電源引腳的位置上。雙面大面積覆銅提供非常低的對地阻抗，必要時可增加過孔連接雙側的覆銅，可以減小電流流過單個過孔時產生的電磁干擾。

Q1的內部功耗產生的熱量會導致環境溫度變化，這個溫度變化會導致RSENS、ROUT、RBACK、RDD的阻值和JHM1101精度發生變化，所以Q1擺放盡可能遠離RSENS、ROUT、RBACK、RDD和JHM1101。在圖5

PCB布局布線圖中可以發現，Q1除遠離對溫度敏感元件擺放外，在它們之間還開了熱隔離槽，盡可能的降低Q1發熱對模塊精度的影響。

         7 測試結果

至此基于JHM1101的4～20mA輸出變送電路設計完成。還需要說明的是供電電壓與負載關系，如圖6所示，以及電路上電的穩定時間，如圖7所示。

            圖6供電電壓與負載電阻關系圖

圖7上電輸出穩定時間測試圖

由此設計可得出較為理想的測試數據，以下為使用陶瓷壓阻芯體，在25℃下校準后，在25℃和85℃下的測試數據，提供給大家參考。

1）25℃時的測試數據

2）85℃的測試數據

經過測試，在25~85℃溫區內，搭配陶瓷壓阻芯體，此電路可以達到1%FS以內的精度，符合設計要求。